Ce guide d'application décrit le principe de base de l'analyse de réseau basse fréquence grâce à l'introduction de l'analyseur de réseau. Ici, nous introduisons principalement la mesure simple des appareils basse fréquence à 2 ports, la technologie de détection à haute impédance et la mesure d'atténuation importante.

Configuration de mesure de base d'un DUT 50 Ω

Tout d'abord, pour la configuration de l'utilisation d'un analyseur de réseau basse fréquence pour mesurer les caractéristiques de transmission des appareils à 2 ports, nous présentons brièvement la méthode de connexion des appareils typiques testés. Le premier cas consiste à mesurer les caractéristiques de réponse de transmission des appareils 50 Ω, tels que les filtres et les câbles. La figure 2 montre la configuration de tels tests utilisant le port de test de phase de gain de l'instrument. Le récepteur à canal R (VR) est utilisé pour mesurer la tension de sortie de la source d'excitation à l'impédance du système de 50 Ω (la tension du signal d'entrée de la ligne de transmission de 50 Ω), et le récepteur à canal T (VT) est utilisé pour mesurer la tension du signal de sortie après transmission à travers l'appareil testé, puis l'instrument calcule le rapport de tension mesuré (VT/VR) pour obtenir le coefficient de transmission S21.

La figure 3 montre la configuration de mesure avec le port de test des paramètres S de l'instrument. Il existe plusieurs ponts directionnels intégrés derrière le port de test du paramètre S, il n'est donc pas nécessaire d'utiliser le séparateur de puissance dans la configuration de mesure d'accès externe de la figure 2. Dans la plupart des cas, le port de test du paramètre S est utilisé pour mesurer les caractéristiques de réponse de transmission des appareils 50 Ω. Technologie Shide : principe de mesure de capacité - paramètres de test Chapitre 8} La figure 3 est la configuration de la mesure avec le port de test des paramètres S de l'instrument. Il existe plusieurs ponts directionnels intégrés derrière le port de test du paramètre S, il n'est donc pas nécessaire d'utiliser le séparateur de puissance dans la configuration de mesure d'accès externe de la figure 2. Dans la plupart des cas, le port de test du paramètre S est utilisé pour mesurer les caractéristiques de réponse de transmission des appareils 50 Ω.

Pour tester les caractéristiques de réponse de transmission de la plupart des appareils 50 Ω, utilisez le port de test des paramètres S de l'instrument. Cependant, pour la mesure de grands dispositifs d'atténuation, par exemple lors de la mesure de l'impédance d'un convertisseur CC-CC et d'un condensateur de dérivation à grande capacité avec seulement un niveau en milliohms, il est généralement nécessaire d'adopter la méthode de mesure du shunt thru. Cette mesure des caractéristiques de réponse de transmission doit être mesurée en utilisant le port de test de phase bénéfique de l'instrument plutôt que le port de test du paramètre S. Dans ce cas, la structure de masse semi-flottante du récepteur du port de test de phase de gain peut éviter l'erreur de mesure dans la plage des basses fréquences, provoquée par la boucle de mise à la terre du câble de test entre la source du signal d'excitation et le récepteur (décrit en détail). plus tard).

Fig. 2 configuration de mesure pour mesurer le coefficient de transmission d'un dispositif de 50 Ω testé à l'aide du port de test de phase de gain

Fig. 3 configuration de mesure pour mesurer le coefficient de transmission d'un appareil de 50 Ω testé à l'aide du port de test du paramètre S

Configuration de mesure de base

DUT non 50 Ω, exemple 1

Les appareils basse fréquence à 2 ports ont généralement une impédance non-50 Ω, et le circuit amplificateur basse fréquence en est un exemple typique. La figure 4 est un exemple de configuration de mesure pour mesurer les caractéristiques de réponse en fréquence d'un amplificateur basse fréquence à l'aide d'un port de test de phase de gain. L'impédance d'entrée de l'appareil testé est très élevée et le port de sortie est connecté à une charge ZL non-50 Ω. Selon les exigences de l'application pratique, l'impédance de charge ZL peut être une charge résistive ou une charge à réactance.

Le paramètre à mesurer est la fonction de transfert de tension du port d'entrée au port de sortie de l'appareil testé, c'est-à-dire /out//in. Différent de la mesure du coefficient de transmission de l'appareil 50 Ω illustrée à la Fig. 2 et Fig. 3, le récepteur à canal R (VR) mesure directement la tension alternative sur l'impédance d'entrée Zin de l'appareil testé en utilisant une méthode de détection à haute impédance, plutôt que de mesurer la tension sur l'impédance du système de 50 Ω. Grâce à la détection à haute impédance, la tension de sortie (VOUT) peut être mesurée sans affecter la charge de l'appareil testé.

En fonction de la fréquence de mesure maximale requise, de l'impédance d'entrée de la sonde, de la capacité d'entrée de la sonde, etc. (qui seront présentées plus tard), le récepteur de mesure à haute impédance de l'instrument peut être connecté à l'appareil testé avec un câble de mesure coaxial ou une sonde passive 10:1. Lors de l'utilisation d'un câble de test coaxial, un T-connecteur peut être utilisé au point de détection du canal R. Afin de compenser la réponse en fréquence et l'erreur de phase entre deux sondes/câbles de test, il est nécessaire d'étalonner la réponse traversante en plaçant le point de sonde connecté au canal T sur le point de test TPI, puis en mesurant.

Figure 4 : configuration de l'amplificateur de mesure utilisant le port de phase de gain (fréquence de mesure maximale jusqu'à 30 MHz)

Si vous souhaitez mesurer la réponse en fréquence de l'amplificateur à une fréquence de mesure supérieure à 30 MHz, ou si vous devez utiliser une sonde avec une très petite capacité pour mesurer l'amplificateur, utilisez une sonde active pour mesurer le port de test du paramètre S de l'instrument, comme le montre la figure 5. Différente de la configuration de la figure 4, la mesure du rapport est ici basée sur l'impédance de 50 Ω du récepteur R1 dans l'instrument, et l'étalonnage de la réponse directe doit être effectué au point de test TP1 afin de correctement mesurez la fonction de transfert de tension / out / / in. Si l'étalonnage de la réponse traversante n'est pas effectué (ou si la traversée n'est pas connectée, comme le montre la figure 5), le gain mesuré sera 6 dB supérieur à la valeur correcte car la tension alternative mesuré par le récepteur de référence interne de 50 Ω ne représente que la moitié du VIN.

Lors de la mesure dans une plage de hautes fréquences de plus de dizaines de MHz, la connexion d'une traversée de 50 Ω au port d'entrée de l'appareil testé peut empêcher l'onde stationnaire provoquée par l'inadéquation d'impédance entre l'impédance de 50 Ω de l'instrument et l'entrée élevée. impédance de l'appareil testé. Cependant, la connexion de la traversée formera un chemin de signal shunt entre le conducteur central et la mise à la terre du câble de mesure, ce qui peut produire des erreurs de mesure liées à la boucle de mise à la terre lors de la mesure de grands atténuateurs (tels que CMRR et PSRR), il faut donc y prêter attention. . Si l’on considère strictement cela, il est préférable de ne pas connecter de traversée.

Figure 5 : configuration de l'amplificateur de mesure utilisant le port de test des paramètres S et la sonde active (fréquence de mesure maximale jusqu'à 30 MHz)

DUT non 50 Ω, exemple 2

Figues. Les figures 6 et 7 sont des exemples de configuration pour mesurer un dispositif à 2 ports, et l'impédance d'entrée et de sortie du dispositif va de centaines de Ω à 1 ou 2 K Ω. Les applications typiques sont les filtres passifs basse fréquence, tels que les filtres céramiques et les filtres LC. Dans ces exemples, l'adaptation d'impédance peut être obtenue en connectant une seule résistance en série. La figure 6 montre la configuration du test utilisant le port de test de phase de gain. Le rapport VT/VR est le coefficient de transmission de l'impédance du système 1 K Ω.

Lors de la mesure de certains filtres, il est nécessaire de connecter un condensateur de charge CL en parallèle avec la résistance de charge avant le test. Afin d'éviter toute influence sur les paramètres caractéristiques du filtre lors de la mesure, la capacité d'entrée de la sonde haute impédance doit être très faible. Par conséquent, le récepteur canal T haute impédance doit être connecté à une sonde passive 10:1 avec une capacité d'entrée d'environ 10 PF. Sinon, si l'appareil testé est sensible à la charge capacitive, il doit être mesuré sur le port de test du paramètre S de l'instrument avec une sonde active. Veuillez consulter la configuration de l'amplificateur de mesure illustrée à la figure 5.

Des résultats de mesure équivalents peuvent être obtenus en utilisant la résistance interne de 50 Ω du canal en T au lieu de la sonde haute impédance et en connectant une autre résistance adaptée comme indiqué sur la Fig. 7. Cette configuration est plus simple et présente l'avantage que la capacité du la sonde ne sera pas introduite dans le canal T. Cependant, cette configuration n'est pas adaptée à la mesure de filtres avec un taux de réjection élevé, car la résistance d'adaptation en série réduira la plage dynamique de la mesure. Dans ce cas, la plage dynamique diminuera de 20 * log (50/1000) = 26 dB.

Fig. 6 configuration de mesure du filtre if passif avec sonde haute impédance (lorsque l'appareil testé est peu sensible à la charge capacitive)

Figure 7 : configuration de mesure du filtre passif if utilisant le port d'entrée de l'instrument 50 Ω

Utilisez la sonde pour mesurer directement sur le circuit imprimé

Le deuxième exemple d'application consiste à utiliser la sonde pour mesurer directement sur le circuit imprimé. Tout d’abord, mesurez les caractéristiques de réponse en fréquence du circuit ou de l’appareil entre deux points de test sur le circuit imprimé testé. La figure 8 montre comment mesurer les caractéristiques de réponse en fréquence du module de circuit 2 à l'aide du port de test de phase de gain. En utilisant deux sondes à haute impédance pour détecter les points de test TP1 et TP2, les caractéristiques de réponse en fréquence du module de circuit 2 peuvent être directement mesurées.

Semblable à la configuration de l'amplificateur de mesure de la figure 4, lors de la connexion du récepteur haute impédance de l'instrument au dispositif testé, le câble de test coaxial ou la sonde passive 10:1 doit être correctement sélectionné en fonction de la fréquence de test maximale, de l'impédance d'entrée. de la sonde et la capacité d'entrée de la sonde.

Figure 8 : mesure de l'appareil testé sur le circuit imprimé à l'aide du port de test de phase de gain et de deux sondes à haute impédance (fréquence de test maximale jusqu'à 30 MHz)

La fréquence de test maximale du port de test de phase de gain de l'analyseur de réseau vectoriel e5061b} est de 30 MHz. Si la fréquence d'utilisation de la sonde pour mesurer les appareils sur le circuit imprimé dépasse 30 MHz, la solution consiste à connecter une sonde active au port de test du paramètre S, puis à terminer la mesure en deux étapes, comme indiqué sur la figure 9.

Premièrement, le point de sonde actif se trouve sur le point de mesure TP1 pour mesurer les caractéristiques de réponse du module de circuit 1, et les résultats de mesure sont stockés sous forme de pistes de registre. Mesurez ensuite les caractéristiques de réponse globales des modules de circuit 1 et 2 sur le point de mesure TP2 et stockez les résultats de mesure sous forme de pistes de données. Enfin, nous pouvons utiliser l'instrument pour calculer la piste de données/piste de registre afin d'obtenir les caractéristiques de réponse en fréquence du module de circuit 2.

Si le point de sonde est d'abord calibré sur le point de mesure TP1, puis que le point de sonde est mesuré sur le point de mesure TP2, des résultats de mesure équivalents peuvent également être obtenus. De cette manière, les caractéristiques de réponse du module de circuit 2 par rapport au point de référence TP1 peuvent être obtenues directement sans utiliser la fonction d'exploitation de trajectoire.

Si les caractéristiques de sortie de l'appareil testé au point TP2 sont sensibles à la capacité du point TP1, les conditions de l'appareil testé dans la deuxième étape seront légèrement différentes de celles de la première étape et il y aura des erreurs dans la mesure finale. résultats obtenus à partir du calcul des résultats de mesure de ces deux étapes. Afin de minimiser l'erreur de mesure, comme le montre la figure 9, uniquement dans la deuxième étape de mesure, il est nécessaire de connecter une capacité virtuelle C2 dont la valeur de capacité est à peu près équivalente à la capacité d'entrée de la sonde active. L'une des applications de cette méthode de compensation de capacité consiste à utiliser la méthode de mesure en deux étapes ci-dessus pour mesurer la marge de phase d'un amplificateur opérationnel à grande vitesse. Nous présenterons plus tard un exemple de mesure réel.

Figure 9 appareils de mesure dans un circuit imprimé utilisant une sonde à haute impédance (fréquence de test maximale jusqu'à 30 MHz)

Si réglage de la bande passante (ifbw) pour la mesure basse fréquence

Comment définir l'ifbw (bande passante de fréquence intermédiaire) dans la mesure est l'un des problèmes courants rencontrés par de nombreux utilisateurs d'analyseurs de réseau basse fréquence. Un ifbw plus large est généralement utilisé pour les mesures à haute fréquence afin d'obtenir une vitesse de balayage plus rapide, mais un ifbw plus étroit est requis pour les mesures à basse fréquence afin d'éviter les erreurs de mesure principalement causées par une faible traversée. En prenant comme exemple un appareil avec une forte atténuation, en supposant que la fréquence de départ de la mesure est de 1 kHz et que l'ifbw est de 3 kHz, le petit signal atténué par l'appareil testé sera converti en un signal de fréquence intermédiaire (if) et peut passer à travers le filtre IF du récepteur. A ce moment-là, il y aura un problème. Comme le montre la figure 10, la fréquence du signal de fuite (traverse LO) de l'oscillateur local est également très proche de la fréquence IF, et elle peut également traverser le filtre IF, ce qui entraînera de faux résultats de mesure de réponse en fréquence.

La figure 11 montre les résultats de mesure d'un atténuateur de 60 dB mesurés avec le port de test de phase de gain du e5061b. La puissance du signal de mesure est de - 10 dBm, la fréquence de démarrage de la mesure est de 1 kHz, ifbw est réglé sur 3 kHz et les atténuateurs du canal de mesure T et du canal de mesure R sont réglés sur 20 dB. Vous pouvez voir à partir des résultats de mesure affichés qu'il y a une réponse de mesure erronée causée par une faible traversée proche de la fréquence de démarrage. Même lorsque des appareils de mesure tels que des filtres passe-bas et que la puissance du signal RF mesurée sont élevés, une situation similaire se produira.

Dans ce cas, la trajectoire mesurée près de la fréquence de départ deviendra instable en raison de l'interférence de la traversée Lo qui est très proche de la fréquence du signal RF. Pour éviter ces problèmes, vous pouvez régler l'ifbw à une valeur bien inférieure à la fréquence de démarrage (par exemple, le régler à 1/5 de la fréquence de démarrage), ou utiliser le mode I de l'ifbw auto (si bande passante automatique). Lorsque l'instrument effectue un balayage logarithmique, la valeur de ifbw sera automatiquement réglée de étroit à large toutes les dix fois de changement de fréquence, de sorte que la durée totale de balayage ne soit pas trop longue. Le mode automatique ifbw du e5061b définit la valeur de chaque ifbw à un cinquième de la fréquence de départ de chaque bande de dix octaves avec l'augmentation de la fréquence de balayage.

Erreur de mesure de la figure 10 causée par une faible traversée

Fig. 11 résultats de mesure d'un atténuateur de 60 dB (fréquence de démarrage = 1 kHz, ifbw = 3 kHz et auto)

Méthode de mesure utilisant une sonde haute impédance

Une méthode de détection appropriée est très importante pour une mesure précise avec une sonde à haute résistance. Une attention particulière doit être portée à la capacité d'entrée de la sonde. La grande capacité d'entrée de la sonde réduira l'impédance d'entrée de la sonde dans des conditions de mesure à haute fréquence. Par exemple, si la capacité d'entrée (CIN) de la pointe de la sonde est de 100pF, son impédance d'entrée est de 15.9 K Ω (1 / (2 * pi * f * CIN)) lorsque la fréquence de mesure est de 100 kHz, ce qui est toujours une impédance élevée. Cependant, si la fréquence de mesure monte jusqu'à 10 MHz, son impédance d'entrée devient 159 Ω. Pour de nombreux cas de mesure, cette impédance n’est pas suffisamment élevée. De plus, la capacité d'entrée élevée de la sonde affectera également les résultats de mesure des appareils sensibles à la charge capacitive, tels que le filtre passif if, le circuit résonant et certains paramètres de l'amplificateur déterminés par les conditions de capacité (telles que la marge de phase de l'amplificateur). ). Pour ces applications, si l'analyseur de réseau dispose d'un port d'entrée à haute impédance (par exemple e5061b), il est nécessaire d'utiliser la méthode de détection de faible capacité d'entrée. Le moyen le plus simple de connecter le DUT pendant la mesure consiste à connecter le DUT au port d'entrée haute impédance de l'instrument à l'aide d'un câble coaxial (par exemple, un câble BNC avec une pince de test à une extrémité) ou une sonde passive 1:1, comme indiqué dans Graphique 12.

Si la plage de fréquences de mesure est inférieure à 1 MHz et que la capacité d'entrée de la sonde en tant que charge capacitive n'affectera pas l'appareil testé, cette méthode est une bonne solution. Par rapport à la sonde passive 10:1, cette méthode de détection 1:1 ne réduira pas la plage dynamique de mesure et peut avoir un bon rapport signal/bruit (SNR) même pour les petits signaux. L'inconvénient de cette méthode est que la capacité d'entrée de la sonde sera élevée en raison de la superposition de la capacité du câble de test et de la capacité du port d'entrée haute impédance. Même si un câble très court est utilisé, la capacité d'entrée à l'extrémité du câble atteindra des dizaines de PF. Par conséquent, cette méthode ne convient pas aux mesures haute fréquence avec une fréquence supérieure à 1 MHz, ni aux mesures sensibles à la charge capacitive.

Câble de test coaxial Figure 12 ou sonde passive 1:1

Comme le montre la figure 13, la sonde passive 10:1 couramment utilisée dans les oscilloscopes peut réduire la capacité d'entrée de la sonde. Cette sonde est spécialement conçue pour être utilisée avec un port d'entrée haute impédance. 10 : 1, la capacité d'entrée à l'extrémité de la sonde passive est généralement d'environ 10PF, ce qui lui permet d'être utilisée pour une détection de fréquence de mesure plus élevée. Semblable à l'application de l'oscilloscope général, s'il y a un port de mesure d'impédance d'entrée élevée dans l'instrument, il est courant d'utiliser une sonde passive 10:1 pour la détection d'impédance élevée. Son inconvénient est que la plage dynamique de mesure sera réduite de 20 dB en raison de l'influence de l'atténuation 10:1 de la sonde. Cette méthode n’est donc pas adaptée à la mesure de très petits signaux.

La sonde active a une résistance d'entrée élevée et une très petite capacité d'entrée, et comme il y a des composants de circuit actif à proximité du port de la sonde, elle n'atténuera pas le signal mesuré, comme le montre la figure 14. Par exemple, la résistance d'entrée//capacité de la sonde active 41800a (de DC à 50 Ω MHz) est respectivement de 100 K Ω / / 3pf. De plus, vous pouvez connecter un adaptateur 10:1 à l'extrémité de la sonde pour que l'impédance et la capacité de la sonde atteignent 1 m Ω / / 1.5 PF, mais cela réduira la plage dynamique de 20 dB. Si vous devez mesurer dans une plage de hautes fréquences supérieure à 30 MHz, ou si l'appareil testé est très sensible à la charge capacitive, nous vous recommandons de choisir une sonde active.

Figure 13 Sonde passive 10:1

Figure 14 sonde active

Séparation des signaux dans la mesure de rapport

Afin de mesurer le coefficient de transmission des appareils de 50 Ω, tels que le filtre passif avec une impédance du système Z0 = 50 Ω, ou le coefficient de transmission des appareils avec une impédance caractéristique Z0 d'autres valeurs (l'impédance du système doit être convertie par un circuit d'adaptation) , il est nécessaire de séparer les signaux émis par la source d'excitation de l'instrument et de les envoyer respectivement au récepteur de mesure du canal R (signal de référence) de l'instrument 50 Ω et au port d'entrée de l'appareil testé. Si le port de sortie de la source d'excitation utilisée ne dispose pas d'un dispositif de séparation de signal intégré (par exemple séparateur de puissance intégré ou pont directionnel intégré), il est nécessaire d'utiliser un dispositif de séparation approprié pour compléter la séparation du signal en dehors du instrument.

Le E5061b-3l5 dispose d'un port de test des paramètres S. Pour la mesure des caractéristiques de transmission de la plupart des appareils 50 Ω, le port de mesure des paramètres S peut être utilisé sans dispositifs de séparation de signal externes. Cependant, dans certaines applications qui nécessitent d'utiliser le port de test de phase de gain de l'instrument pour mesurer le coefficient de transmission, telles que la mesure de l'impédance de sortie du convertisseur DC-DC par méthode shunt thru, il est nécessaire d'utiliser des dispositifs de séparation de signal externes.

Pour l'analyse générale du réseau basée sur la mesure d'appareils linéaires, l'exigence la plus importante pour les dispositifs de séparation de signaux est de garantir une impédance de sortie de la source d'excitation de 50 Ω (adaptation de la source) pendant la mesure du rapport. Le dispositif de séparation de signal le plus courant et recommandé est le séparateur de puissance à double résistance, avec une plage de fréquence allant de DC à GHz, qui peut garantir une excellente impédance de sortie source dans la mesure du rapport.

La mesure de rapport à l'aide du séparateur de puissance représentée sur la figure 15-a est équivalente aux deux mesures réalisées sur la figure 15-b. la tension alternative (VO) au point de dérivation sur la figure 15-a peut être considérée comme les deux tensions de source d'excitation virtuelle sur la figure 15-b. Comme le montre la figure, l'impédance de sortie de source équivalente dans la mesure sur canal R et sur canal T est de 50 Ω, ce qui constitue généralement la condition d'adaptation de source idéale pour une mesure de réseau de 50 Ω.

Veuillez noter que le séparateur de puissance à double résistance convient uniquement à la mesure de rapport, et non à la mesure de tension absolue d'une impédance système de 50 Ω, car l'impédance de sortie physique du séparateur est de 83.3 Ω depuis la direction de l'appareil testé, et non de 50 Ω.

FIGUE. Mesure du rapport sur 15 lignes d'un appareil de 50 Ω à l'aide d'un séparateur de puissance

En plus du séparateur de puissance, d'autres dispositifs capables de séparer les signaux sont un coupleur directionnel basse fréquence ou un distributeur de puissance réactive (couplage CA avec transformateur), et leurs deux ports de sortie ont une isolation élevée (25 ou 30 dB). Le coupleur directionnel Zfdc-15-6 (0.03 à 35 MHz, interface BNC) ou le distributeur de puissance ZFSC (0.002 à 60 MHz, interface BNC) produit par (minicircuits. Com) est l'un des produits représentatifs. Bien que leur fréquence maximale ne soit que d'environ 30 MHz ou 60 MHz et que la fréquence basse fréquence ne puisse atteindre que quelques kHz ou dizaines de kHz, ces appareils constituent un choix idéal lorsque la plage de fréquences peut répondre aux exigences de l'application. En raison de l'isolation élevée entre leurs deux ports de sortie, le signal réfléchi par le port d'entrée de la pièce testée n'entrera pas directement dans le récepteur du canal R, il n'affectera donc pas les résultats de mesure du canal R.

Si les dispositifs ci-dessus sont utilisés comme dispositifs de séparation de signaux dans la mesure de rapport, l'effet de leur adaptation de source équivalente ne sera pas aussi bon que celui de l'utilisation d'un séparateur de puissance à double résistance. Afin d'améliorer l'effet d'adaptation de source, il est parfois nécessaire de connecter un atténuateur (environ 6 dB) entre son port de sortie et l'appareil testé. L'avantage de ce dispositif de séparation de signal par rapport au séparateur de puissance est que son impédance de sortie de source absolue (adaptation de port) est de 50 Ω, ce qui vous permet de mesurer la tension absolue dans un environnement de 50 Ω, bien qu'en général, la mesure de tension absolue dans des conditions faibles. Les applications de mesure de fréquence ne sont pas aussi significatives que celles des applications RF.

La valeur de résistance des trois bras de résistance du distributeur de puissance à résistance composé de trois résistances est Z0/3. Ce séparateur de puissance ne convient pas à la mesure de rapport. Si nous prenons le point de dérivation du diviseur de puissance à trois résistances comme source de signal virtuel (similaire au diviseur de puissance à double résistance), l'impédance de sortie de la source équivalente n'est pas de 50 Ω, mais de 50/3 = 16.7 Ω, et l'isolation entre le les ports de sortie sont faibles (seulement 6 dB). À moins que l'impédance d'entrée de l'appareil testé soit précise à 50 Ω, l'utilisation d'un diviseur de puissance à trois résistances dans la mesure du rapport produira de graves erreurs de mesure.

Figure 16 Coupleur directionnel / Pont

Figure 17 Diviseur de puissance à résistance (ne s'applique pas à la mesure du rapport)

Mesure de grands dispositifs d'atténuation dans la gamme des basses fréquences

Erreur de mesure

Pour les appareils avec une forte atténuation mesurée par un analyseur de réseau basse fréquence traditionnel, lorsque la fréquence de mesure est inférieure à 100 kHz, les résultats de mesure sont susceptibles d'être affectés par les erreurs liées à la boucle de mise à la terre du câble de test. Ces erreurs seront évidentes lors de la mesure du CMRR et du PSRR de l'amplificateur basse fréquence. Le problème le plus grave est l'erreur provoquée par la mesure de la résistance de blindage du câble (la résistance de la tresse métallique), qui ne peut être ignorée dans la gamme des basses fréquences inférieures à 100 kHz.

La figure 18 est un cas de mesure d'un grand dispositif d'atténuation à l'aide d'un analyseur de réseau. Lorsque la valeur d'atténuation de l'appareil testé est très élevée, la tension de sortie Vo de l'appareil testé sera très faible. Idéalement, la tension alternative mesurée par le récepteur de mesure VT devrait également être vo.

Cependant, dans la plage des basses fréquences, le bruit externe en mode commun est susceptible de pénétrer dans la boucle de mise à la terre du câble de test entre la source d'excitation et le récepteur, comme le montre la figure 18. La chute de tension sur la résistance RC2 de la couche de blindage externe du le câble de mesure est vc2. Étant donné que la tension mesurée Vo elle-même est une petite valeur, la tension vc2 provoquera une erreur de mesure de tension du récepteur VT, de sorte que la valeur d'atténuation mesurée finale sera erronée.

Selon la relation de phase différente entre VO et vc2, la valeur d'atténuation réelle mesurée peut être supérieure ou inférieure à la valeur d'atténuation réelle de l'appareil testé. Dans certains cas, il y aura un affaissement évident sur la trajectoire des résultats de mesure.

Fig. 18 erreur de mesure causée par la résistance du blindage du câble (1)

La boucle de mise à la terre du câble de test provoquera des erreurs de mesure supplémentaires dans la plage de mesure basse fréquence. Vous pouvez imaginer que l'appareil testé a un chemin de signal shunt et que son impédance Zsh est très petite. Un exemple typique consiste à utiliser la méthode shunt thru pour mesurer l'impédance en milliohms des composants du réseau de distribution d'énergie dans la bande basse fréquence, telle que l'impédance du convertisseur DC-DC et du condensateur de dérivation de grande capacité.

Idéalement, le signal de la source d'excitation doit être renvoyé du côté de la source d'excitation à travers le métal de blindage externe du câble de mesure après avoir traversé l'appareil testé.

Cependant, lors du test basse fréquence, le courant de la source d'excitation circulera également dans la couche de blindage du câble de test du côté du récepteur de mesure à canal T. Semblable au phénomène de bruit de mode commun, le courant de la source d'excitation circulant dans la couche de blindage du câble de mesure à canal en T produira une chute de tension vc2 sur la résistance RC2 de la couche de blindage externe du câble de mesure, ce qui provoquera des erreurs dans les résultats de mesure du récepteur vt. Dans ce cas, la valeur d'atténuation mesurée sera supérieure à la valeur d'atténuation réelle de la pièce testée.

Il convient de noter que ces erreurs de mesure liées à la boucle de mise à la terre du câble de test ne se produiront que dans la plage de fréquence de mesure inférieure à 100 kHz. Dans la plage de fréquences de mesure plus élevée, l'inductance du câble de test coaxial agit comme une self de mode commun (balun), de sorte que le courant provoquant l'erreur de résultat de mesure ne traverse pas la couche de blindage du câble de mesure du côté du VT. destinataire.

Fig. 19 erreur de mesure causée par la résistance du blindage du câble (2)

Mesure de grands dispositifs d'atténuation dans la gamme des basses fréquences

Solutions traditionnelles

Il existe actuellement plusieurs techniques pour minimiser l'erreur de mesure décrite ci-dessus. Traditionnellement, la méthode la plus couramment utilisée consiste à manchonner le petit anneau magnétique sur le câble de test ou à enrouler le câble de test sur le grand anneau magnétique sur plusieurs tours. Le circuit équivalent utilisant la méthode de l'anneau magnétique est illustré à la figure 20. L'anneau magnétique peut augmenter l'impédance du blindage du câble de mesure et supprimer le courant circulant à travers le blindage du câble sans affecter le courant circulant dans le conducteur central du câble de mesure et revenant. du côté de la source d’excitation.

L'impédance générée par l'inductance de l'anneau magnétique lui-même sur la couche de blindage du câble de mesure réduira le courant de bruit de mode commun circulant à travers la boucle de mise à la terre et le courant de la source d'excitation circulant dans la couche de blindage du câble de mesure du côté du Récepteur VT. De plus, un anneau magnétique est également utilisé sur le câble de mesure du côté de la source d'excitation pour renvoyer le courant de la source d'excitation vers le côté de la source d'excitation à travers la couche de blindage du câble.

Mais en fait, cette méthode n’est pas facile à mettre en œuvre, car nous devons trouver un anneau magnétique de haute qualité avec une inductance élevée (haute perméabilité), afin qu’il puisse éliminer complètement l’erreur dans la plage de fréquences de mesure très basse. De plus, il est parfois difficile de juger si l'anneau magnétique fonctionne efficacement, notamment lorsque les caractéristiques d'atténuation de l'appareil testé sont inégales.

Pour cette application, le noyau annulaire que nous recommandons est le metglas Finemet f7555g (Φ 79 mm) 。 Veuillez vous référer à www.metglas.com com.

FIGUE. 20 solutions consistant à utiliser un anneau magnétique pour réduire les erreurs de mesure

Solution utilisant e5061b-3l5

Le port de test de phase de gain (5 Hz à 30 MHz) du e5061b-3l5 possède une architecture matérielle unique, qui peut éliminer l'erreur de mesure provoquée par la boucle de mise à la terre du câble de test de la source de signal au récepteur. La figure 21 est un schéma fonctionnel simplifié d'une mesure utilisant un port de test de phase de gain. Le récepteur est connecté en série avec une impédance semi-flottante | ZG | ce qui représente environ 30 Ω dans la plage des basses fréquences inférieures à 100 kHz. Semblable au cas de l’utilisation d’un anneau magnétique, nous pouvons voir intuitivement que l’impédance | ZG | empêche le courant de blindage du câble de mesure. Alternativement, nous supposons que l'oscillation de tension du côté mise à la terre de l'appareil testé est VA, comme le montre la figure 21. Puisque rshieid est beaucoup plus petit que l'impédance d'entrée du récepteur de 50 Ω, VT peut être approximativement obtenu par la formule suivante formule:

VT=Vc2+Vo=Va x Rc2/(Rc2+Zg）+Vo

Parce que RC2 < < ZG |, le premier terme de la formule ci-dessus peut être ignoré, VT est presque le VO que nous devons réellement mesurer. Par conséquent, en minimisant l'influence de la résistance de blindage, la forte atténuation ou l'impédance parallèle en milliohms du dispositif testé peut être mesurée correctement. Le port de test de phase de gain du e5061b peut mesurer facilement et avec précision de grandes valeurs d'atténuation dans la plage des basses fréquences.

D'autre part, comme d'autres analyseurs de réseau basse fréquence existants, le récepteur de mesure du port de test des paramètres S du e5061b-3l5 adopte une architecture de mise à la terre standard. Si le port de test des paramètres S (par exemple, lorsque la fréquence de mesure dépasse 30 MHz et que le port de test de phase de gain ne peut pas être utilisé pour la mesure) est utilisé pour mesurer le grand dispositif d'atténuation basse fréquence, l'anneau magnétique doit toujours être utilisé pour éliminer l'erreur causée par la boucle de mise à la terre du câble de test.

Solution de la figure 21 utilisant le port de test de phase de gain e5061b - 3l5

Efficacité du port de test de phase de gain

La figure 22 montre les résultats de mesure de transmission d'un atténuateur coaxial de 90 dB avec le port de test des paramètres e5061b ＾ s et le port de test de phase de gain. La plage de fréquences de test est de 100 Hz à 10 MHz. La piste de mesure du canal 1 à gauche sur la figure est le résultat de mesure du port de test des paramètres S. Comme le montre la figure, les résultats de mesure sans utilisation du noyau magnétique montrent des résultats de mesure incorrects avec des valeurs élevées dans la bande basse fréquence, provoqués par l'erreur provoquée par la boucle de mise à la terre du câble de test entre la source d'excitation et le récepteur. Une autre piste sur la même figure est le résultat de la mesure après avoir ajouté un anneau magnétique au câble de test. Bien que le résultat de mesure dans la bande de basses fréquences soit amélioré, le résultat de mesure dans la bande de très basses fréquences n'est toujours pas assez précis.

La piste de mesure du canal 2 sur le côté droit de la figure est le résultat de la mesure utilisant le port de test de phase de gain. Comme le montre la figure, cette méthode peut mesurer correctement l'atténuation de -90 dB lorsque la fréquence de mesure est inférieure à 100 Hz, et les résultats de mesure ne seront pas affectés par la boucle de mise à la terre du câble de test.

Fig. 22 comparaison des résultats de mesure obtenus par trois méthodes de mesure différentes

Exemple de mesure d'amplificateur opérationnel

Gain en boucle fermée

Les sections suivantes détaillent des exemples de mesure de diverses caractéristiques de réponse en fréquence des amplificateurs opérationnels.

La figure 23 montre un exemple de mesure de la configuration de gain en boucle fermée d'un amplificateur inverseur simple (AV = - 1) avec un port de test de phase de gain (fréquence de mesure jusqu'à 30 MHz).

Afin de minimiser l'influence de la capacité de la sonde sur les conditions de charge de l'amplificateur, il est recommandé d'utiliser une sonde 10:1, qui a une capacité d'entrée relativement faible.

Afin de mesurer avec précision les caractéristiques de réponse en fréquence du gain et de la phase, il est nécessaire de calibrer le point de sonde du canal de mesure T sur le point de test TP1, de manière à éliminer les erreurs de gain et de phase entre les deux sondes.

Fig. 23, exemple de configuration de mesure du gain en anneau à l'aide du port de test de phase de gain

Si vous devez mesurer les caractéristiques de réponse en fréquence de l'amplificateur à des fréquences supérieures à 30 MHz, vous devez utiliser le port de test des paramètres S et la sonde active. La figure 24 montre un exemple de configuration. Nous devons calibrer le point de sonde sur le point de test TP1 pour une réponse directe. Étant donné que l'impédance d'entrée du récepteur du canal R est de 50 Ω, nous devons définir le point de référence sur TP1 afin de pouvoir mesurer la fonction de transfert de tension des ports d'entrée et de sortie de l'appareil testé.

La figure 25 montre un exemple de mesure de gain en boucle fermée d'un amplificateur opérationnel à grande vitesse avec le port de test des paramètres S du e5061b et la sonde active 41800a. Le curseur est situé à la fréquence de coupure de - 3 dB, ce qui indique que la bande passante du circuit amplificateur est d'environ 20 MHz.

Fig. 24, exemple de configuration de mesure du gain en anneau à l'aide du port de test des paramètres S

Fréquence = 100 Hz à 100 MHz
Puissance de la source d'excitation = 0dbm
Si bande passante automatique (limite supérieure = 1kHz)

Figure 25, exemple de mesure de gain en boucle fermée

Gain en boucle ouverte

Il existe de nombreuses méthodes pour mesurer le gain en boucle ouverte d'un amplificateur opérationnel. La méthode la plus courante consiste à mesurer le rapport de tension VT/VR dans le circuit, comme le montre la figure 26. En supposant que le gain en boucle ouverte de l'amplificateur opérationnel est a, si le courant est IR2, la formule suivante peut être obtenue :

(VT-VR)/R2 = {VT-(-A x VR)}/Zout

Si zout < R2, le rapport de tension VT/VR peut être calculé selon la formule suivante

VT/VR = (-A-Zout/R2)/(1-(Zout/R2)) = -A

Pour les amplificateurs opérationnels à gain élevé, si le gain en boucle fermée AV est très faible (par exemple AV = - R2 / R1 = - 1), la tension VR sera trop faible pour être mesurée avec précision, surtout lorsque le gain en boucle ouverte est très faible. élevé dans la gamme des basses fréquences.

Dans la zone de travail linéaire, si le gain en boucle fermée AV augmente, la tension VR augmentera également proportionnellement et il sera plus facile à mesurer avec un instrument. Par exemple, si AV = R2 / R1 = 10, VR sera la valeur de VR lorsque AV = 1.

Fig. 26 Exemple de configuration de mesure de gain en boucle fermée

La figure 27 montre un procédé de configuration pour mesurer avec un port de phase de gain. Le résultat de la mesure du rapport T/R peut représenter directement le gain en boucle ouverte a. Afin de mesurer avec précision les caractéristiques de réponse en fréquence de la phase sans être affecté par les conditions de charge provoquées par une grande capacité de la sonde, une sonde passive 10:1 doit être utilisée au lieu d'un câble de test coaxial.

Fig. 27, exemple de configuration de mesure de gain en boucle ouverte à l'aide du port de test de phase de gain

La figure 28 montre les résultats de mesure du gain en boucle ouverte de l'amplificateur opérationnel dans la condition de gain unitaire (R1 = R2 = 1 K Ω) mesuré par le procédé de configuration de phase de gain de la figure 27, et la plage de fréquences de test va de 10 Hz à 30 MHz. La marge de phase peut être dérivée de ces mesures. En supposant qu'il n'y a pas de déphasage, trouvez simplement la fonction de transfert du chemin de rétroaction 阝 : RI / () I + R2) = & frac12; =- Ligne 6 dB, puis placez un curseur sur le point + 6 dB pour trouver le gain de boucle IA & times ;阝] = intersection de 0 dB. La marge de phase peut être directement lue à partir de la position correspondante du curseur sur la piste de phase, tout comme la fonction de transfert cyclique axe 阝 (y compris l'inversion de 180 degrés) que nous voyons au port d'entrée de l'amplificateur opérationnel.

La fluctuation de trace dans la région à gain élevé est causée par la dégradation des performances dynamiques provoquée par la perte de 20 dB de la sonde passive. Parce que nous mesurons le gain en boucle ouverte sous le gain unitaire de l'amplificateur, la tension alternative mesurée par le récepteur à canal R sera très faible dans la région à gain élevé, ce qui entraînera une fluctuation de la trace. La fluctuation de trace dans la région à gain élevé ne constitue pas un problème pour mesurer la marge de phase des données mesurées dans la région à faible gain.

Cependant, si vous souhaitez également mesurer un gain très élevé dans la plage des basses fréquences, vous devez remplacer la sonde passive 10:1 par un câble de test coaxial et mesurer un autre gain en boucle ouverte séparément. L'atténuateur du récepteur du port R doit être réglé sur 0 dB et l'atténuateur du récepteur du port T doit être réglé sur 20 dB, de sorte qu'une très petite tension puisse être mesurée sur le récepteur du canal R dans des conditions très bon rapport signal/bruit. Veuillez noter que cette configuration de mesure n'est applicable qu'à la plage de fréquences moyennes et basses, où le gain en boucle ouverte est relativement élevé, et la tension sur le récepteur du canal R ne dépassera pas le niveau d'entrée maximum du récepteur (l'atténuateur est réglé sur 0d).

Fig. 28 Exemple de mesure de gain et de phase en boucle ouverte à l'aide de ports de phase de gain

Si le gain en boucle ouverte de l'amplificateur opérationnel est mesuré à plus de 30 MHz, la sonde active et le port de test des paramètres S doivent être utilisés. Puisqu’une seule sonde active est autorisée pour le port de test du paramètre S, vous devez utiliser la méthode de mesure en deux étapes. Les étapes spécifiques sont les suivantes :

1．Calibrez la réponse de la sonde sur le point de test TPI.

2. Mesurez S21 avec le point de sonde sur le point de test TP2 et stockez les données de la ligne de piste via l'opération données -> MEM (la première étape de la mesure).

3. Connectez un condensateur virtuel à TP2, puis mesurez S21 au point de test TP3 (la deuxième étape de la mesure).

4. À l'aide de la fonction de calcul de fonction mathématique de l'instrument, divisez le résultat de mesure de la deuxième étape par les données (données/mémoire) déjà stockées dans le registre de la première étape pour obtenir le résultat du gain en boucle ouverte.

La capacité virtuelle connectée lors de la mesure de la deuxième étape est la même que la capacité de la sonde lors de la mesure de la première étape. Dans la plage de mesure haute fréquence, cela affectera la structure de mesure de la phase en boucle ouverte. La capacité de cette capacité virtuelle doit être la même que la capacité d'entrée de la sonde active.

Si vous devez mesurer un gain en boucle ouverte très élevé, il est préférable d'utiliser un anneau magnétique sur le câble de test pour éliminer l'erreur de mesure provoquée par la boucle de mise à la terre, qui peut affecter les résultats de mesure de très petits signaux dans la première étape. .

Fig. 29 Exemple de configuration de mesure de gain en boucle ouverte à l'aide d'une sonde active

La figure 30 montre un exemple de mesure du gain et de la phase en circuit ouvert avec la configuration de la figure 29. La piste 1 est le résultat de réponse mesuré au point de test TP2. C'est le rapport entre la tension d'entrée et la tension atténuée à TP2. La piste 2 est la réponse mesurée au point de test TPB, qui correspond au gain et à la phase en boucle fermée. La trajectoire 3 est le gain et la phase en boucle ouverte calculés à partir de ces résultats de mesure, qui sont obtenus en effectuant un calcul de fonction mathématique (données/mémoire) sur la trajectoire mesurée.

Comme mentionné précédemment, la marge de phase est la valeur du résultat de mesure de phase correspondant lorsque le gain en boucle ouverte est égal à 6 dB. A ce moment, le gain de boucle est de 0 dB. Dans cet exemple, la marge de phase est d'environ 86 degrés.

Figure 30 : exemple de mesure de gain et de phase en boucle ouverte à l'aide d'une sonde active

Taux de rejet en mode commun CMRR

Le CMRR (taux de réjection en mode commun) des amplificateurs opérationnels et autres amplificateurs différentiels basse fréquence est généralement difficile à mesurer car vous devez mesurer une très grande atténuation d'entrée en mode commun. Le taux de réjection en mode commun est défini comme CMRR = ad / AC, où ad est le gain en mode différentiel et AC est le gain en mode commun. La figure 31 montre la configuration de mesure avec port de test de phase de gain. Afin de mesurer de grandes valeurs d'atténuation, il est nécessaire de connecter le récepteur et la partie testée avec un câble de test coaxial au lieu d'une sonde passive 10:1 avec une perte de 20 dB.

Vous pouvez tourner le commutateur SW1 en position a pour mesurer le gain en mode commun (atténuation) AC et SW1 en position B pour mesurer le gain différentiel ad. Ensuite, le CMRR est calculé selon AD/AC (= 20 & times ; log (AD/AC) dans DB). Le gain différentiel du circuit est IADI = R2 / R1 = 10, et son gain en mode commun AC est 10 fois (soit 20 dB) lorsque IADI = 1. Cette méthode de mesure peut permettre à l'instrument de mesurer un CMRR de plus de 100 dB.

Étant donné que le port de test de phase de gain est une architecture de récepteur semi-flottant, vous pouvez mesurer avec précision le CMRR élevé en éliminant l'erreur de mesure provoquée par la boucle de mise à la terre du câble de test.

Fig. 31, exemple de configuration de mesure du taux de réjection en mode commun CMRR à l'aide du port de test de phase de gain

Le CMRR avec une fréquence supérieure à 30 MHz peut être mesuré à l'aide du port de test des paramètres S et de la sonde active. Dans ce cas, il est nécessaire d'utiliser un anneau magnétique sur le câble de test, comme le montre la figure 32, pour éliminer l'erreur de mesure provoquée par le bruit de mode commun. L'anneau magnétique Metglas Finemet f7555g peut être utilisé (Φ 79 mm) : metglas. com)。

Figure 33. Montre un exemple de mesure avec un port de test de phase de gain. La piste 1 représente le gain en mode commun AC et la piste 2 est le gain en mode différentiel ad (= 20 dB). En éliminant l'influence de la boucle de mise à la terre, le gain en mode commun AC d'environ - 90 dB peut être mesuré avec précision. La trajectoire 3 est le CMRR calculé à partir de ces résultats. Le curseur dessus indique que le CMRR est d'environ 80 dB à 100 kHz. Dans la gamme des basses fréquences, le CMRR est supérieur à 100 dB.

Figure 32, exemple de configuration de mesure CMRR à l'aide du port de paramètre S

Fréquence = 100 Hz à 100 MHz
Puissance de la source d'excitation
Pour la mesure AC : 0 dBm
Pour la mesure publicitaire : - 15 dBm
Si bande passante = automatique (max. 100 Hz)
Paramètres d'attente du récepteur
Mesure AC : 20 dB (canal R)
0 dB (canal T)
Mesure publicitaire : 20 dB (canal R et canal T)
Dans cet exemple de mesure, l'équilibre entre RI et R2 n'est pas entièrement optimisé.

Figure 33. Exemple de mesure CMRR utilisant le port de phase de gain

Taux de rejet de puissance (PSRR)

Le taux de réjection de puissance (PSRR) de l'amplificateur est un autre paramètre difficile à mesurer car il nécessite la mesure d'une grande valeur d'atténuation. Ici, il est défini comme PSRR = AV/AP, où AV est le gain en boucle fermée du circuit amplificateur et AP est le gain du port d'entrée (positif/négatif) de l'alimentation vers le port de sortie. Semblable à la mesure CMRR, AP est directement proportionnel à AV dans la plage de fonctionnement linéaire.

La figure 34 montre un exemple de configuration de mesure de PSRR (PSRR positif) avec un port de phase de gain. Puisque IAVI = R2 / R1 = 1, le gain du circuit mesuré est directement indiqué comme l'inverse du PSRR (= 1 / AP, une valeur DB avec une valeur négative) de l'amplificateur opérationnel. Le signal de source d'excitation mesuré est appliqué au pôle positif de l'alimentation et présente une tension de polarisation continue. Le e5061b dispose d'une source de polarisation CC intégrée qui vous permet d'attacher en interne une polarisation de tension CC au signal CA de la source d'excitation.

Fig. 34, exemple de configuration de mesure PSRR à l'aide du port de test de phase de gain

Le PSRR avec une fréquence supérieure à 30 MHz peut être mesuré à l'aide du port de test des paramètres S et de la sonde active. Semblable à la mesure CMRR utilisant le port de test du paramètre S, nous recommandons d'utiliser l'anneau magnétique sur le câble de test pour éliminer l'erreur de mesure provoquée par la boucle de mise à la terre du câble de test. La figure 36 montre un exemple de mesure PSRR avec un port de test de phase de gain. Le curseur dessus montre que le PSRR est d'environ - 87 dB à 1 kHz. Le E5061b-3l5 dispose d'une fonction de surveillance CC, qui peut être utilisée pour vérifier la valeur de la tension CC réellement appliquée à l'appareil testé.

Figure 35, exemple de configuration du test PSRR utilisant le port de test des paramètres S

Fig. 36, exemple de mesure PSRR à l'aide du port de test de phase de gain

Impédance de sortie

La mesure de l'impédance de sortie de l'amplificateur opérationnel n'est pas la mesure des paramètres de transmission à deux ports, mais la mesure de l'impédance d'un seul port. En règle générale, l'impédance de sortie en boucle fermée des amplificateurs opérationnels varie de plusieurs dizaines de milliohms aux basses fréquences à 100 ohms aux hautes fréquences. Afin de mesurer complètement dans cette plage d'impédance, la méthode de mesure par réflexion sera une solution appropriée. La figure 37 montre un exemple de configuration pour mesurer l'impédance de sortie en boucle fermée d'un amplificateur opérationnel. L'étalonnage en circuit ouvert/court-circuit/charge (étalonnage complet à port unique) doit être effectué pendant la mesure.

Fig. 37 Exemple de configuration de mesure d'impédance de sortie

La figure 38 est un exemple de mesure d'impédance de sortie en boucle fermée. La trace mesurée montre l'amplitude de la valeur d'impédance tracée grâce au calcul de la fonction de conversion d'impédance. Le tracé de gauche montre l'impédance de sortie en échelle logarithmique [20x log izi DB]. Le tracé de droite montre l'impédance de sortie en échelle linéaire [Ω].

Figure 38 exemple de mesure d'impédance de sortie

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